最近老板让研究一下DC chopper，所以研究了一下IGBT的开关特性，读了一些文献，然后用saber和plecs仿真搞了搞，把一些基本知识分享给大家。

1. IGBT模型

平面栅NPT 型IGBT 元胞结构

IGBT 可以看作是功率MOSFET 驱动的大注入双极结型晶体管。MOSFET 受栅极电压控制，在n 沟道中产生电子电流作为BJT 基区电流，控制BJT 的导通和关断。IGBT 的等效电路模型中除了MOSFET 沟道电流和BJT 电流外，三个端口间还存在分布电容Cge、Cgc 和Cce，主要影响IGBT 的暂态特性。其中Cge 为定值电容，Cgc 可近似地看作氧化层定值电容Coxd 和结电容Cgdj 的串联，Cce 为结电容Cdsj。

Hefner 模型

针对 IGBT 瞬态机理建模，应用最广泛的是Hefner 模型。Hefner 模型是第一个提出非准静态假设的IGBT 机理模型，基于求解半导体物理方程，根据器件工作的条件对半导体物理方程采用一定的近似方法求解。Hefner 模型对于IGBT 晶体管基区载流子的分布有比较精细的描述。该模型已经被应用到多款电力电子商用仿真软件之中，如Saber和PSpice等。Hefner 模型的精度很高，在小时间尺度下对于器件的瞬态行为和开关特性描述很准确。然而其主要缺点有：①模型复杂、仿真计算速度慢，且容易遇到不收敛的问题；②参数提取困难。Hefner 模型中有许多难以获取的参数，例如基区载流子寿命、基区掺杂浓度、基区宽度、发射区反向电子饱和电流等。这些参数通常需要搭建专门的实验平台进行测试。

IGBT行为模型

除机理模型外，IGBT的行为模型也得到广泛应用。行为模型不针对IGBT 基区的载流子分布等内部各种机制进行描述，将已有的BJT模型和MOSFET模型相结合，将IGBT的固有结构等效成极间电容和电感的串并联形式，通过极间寄生电容随集射极电压的非线性变化，描述出IGBT的开关过程。并额外地考虑一些特殊的效应，如基区电导调制效应和拖尾电流效应等。总而言之，行为模型忽略了一部分IGBT内部物理机理，更注重拟合器件的外特性。相比于机理模型，行为模型结构简单，更利于在电路仿真中实现，模型的大部分参数可以通过厂商数据手册提取，其余少量参数可以通过简单的实验确定，并且模型参数有具体的物理意义，所以行为模型有建模方便、通用性好、开关过程详细等优点。但IGBT数据手册数是厂商提供的参考值，和每个IGBT模块真实的参数存在误差，这使得从数据手册提取模型参数的行为模型在暂态仿真中存在较大误差，对不同工况的适应性较差，且大部分行为模型仍然需要从实验结果中提取参数。2. IGBT开关过程IGBT三个端口间的分布电容中，Cge为定值电容，Cgc和Cce是随电压变化的非线性电容。在datasheet中，对电容的描述常用输入电容Cies、转移电容Cres和输出电容Coes来描述

双脉冲测试电路

双脉冲典型波形

IGBT开通过程

[t0,t1]：t0时刻，IGBT驱动从输出负压Vg(off)变为输出正压Vg(on)，通过IGBT栅极电阻Rgon(驱动电阻Rg(on)和栅极内电阻RGint之和)向Cge、Cgc充电。此阶段IGBT栅极电压vge(t)按照RC时间常数呈指数上升，表示为

t1时刻，vge上升到阈值电压VT。这一阶段IGBT处于截止区，vce和ic不变。续流电感L中存储的能量通过续流二极管缓慢释放，续流电感两端压降为续流二极管导通压降(一般几V)，因此续流电流缓慢减小。

[t1,t2]：t1时刻，vge从阈值电压VT继续上升，变化规律与[t0, t1]段相似。IGBT从截止区进入线性区，ic快速上升。

式中gm 是IGBT 放大区跨导。考虑换流回路中杂散电感Ls很小，同时集栅极电容Cgc与Cge相比也很小，ic变化的时间常数主要由栅极驱动决定。由于续流二极管还有电流流过，因此二极管电压vd基本不变，vce理论上不变化。但由于母排中杂散电感的存在，vce相对于Udc有所下降，下降的电压为

[t2,t3]：t2时刻，IGBT电流上升到负载电流IL，二极管关断进入反向恢复阶段，由于二极管的反向恢复特性二极管电流开始反向增大。从而IGBT电流继续增加直到t3时刻，ic达到尖峰值Icmax。Icmax的值由二极管导通时的基区少数载流子QD0决定，定义恢复时间常数τrr为比例系数，即

由于此阶段二极管关断开始承压，vce会继续下降。vge仍然保持与[t0,t1]段相似的变化规律。开通过程中，集电极电流上升率主要受栅极驱动的时间常数影响，受负载电流影响很小。

[t3,t4]：t3时刻以后，由于二极管基区少数载流子的复合，二极管反向恢复电流开始衰减，可以用指数函数表示，即

vge随ic变化，因此会产生一个和ic尖峰电压对应的栅极电压的较小突起。这一阶段vce持续下降，Cgc放电，放电电流由门极流向集电极，同时Cge继续充电，电流由门极流向发射级。与vge相比vce变化较快，并且Cgc小于Cge，因此驱动电源提供的电流大部分流向Cgc，可以近似认为此阶段vge不变，出现米勒平台Vml，其高度为：

集栅极电容Cgc是与电容两端电压相关的非线性电容。由于该阶段vce较高，Cgc可以认为等于结电容Cgdj。近似地认为vce≈vdg，Cgc可表示为

式中，Cgd,1V为vdg=1V且不考虑氧化层电容时Cgc的值。这一阶段vce的变化可表示为

[t4,t5]：t4时刻，vce下降到Vlim，此时Cgc 需要考虑氧化层电容Coxd的作用。由于Coxd相比Cgd,1V很大，此过程Cgc主要为Coxd，vce的下降过程变慢，形成一个电压拖尾过程。

[t5,t6]：t5时刻，vce下降到vge−VT，此时IGBT开始工作在饱和区，因此vce的变化在此阶段很小，可以忽略不计。Cgc放电结束，门极驱动电源给Cge充电，vge继续上升至Vg(on)，考虑到此时Cgc已增大到Coxd，vge的变化可以表示为

IGBT关断过程

[t7,t8]：t7时刻驱动从输出正压Vg(on)变为输出负压Vg(off)，IGBT栅极电容通过栅极电阻Rgoff 放电至米勒电平。vge 的变化规律表示为

vce 保持在饱和压降VCEsat 不变，集电极电流ic 保持不变

[t8,t9]：t8时刻，vge下降到Vml，IGBT退饱和，ic保持负载电流不变。驱动电源提供的电流给Cge放电，Cgc充电，由于此时Cgc较大，vce开始缓慢升高。

[t9,t10]：t9时刻，由于前一阶段vce上升，Cgc开始减小，结电容Cgdj起主导作用，导致vce开始快速上升，可以近似表示为

t10时刻，vce达到直流母线电压，Cce充电，ic会出现较小的跌落。此过程中vge基本保持Vml不变。

[t10,t11]：t10时刻vce上升到VDC，vd下降到0，ic开始下降。该阶段vge 从Vml 开始下降，t11时刻vge下降到阈值电压VT，此时ic下降到拖尾电流起始值Itail，ic下降的时间常数主要由栅极驱动的时间常数决定。该阶段由于直流母线杂散电感Ls 和二极管正向恢复过程的存在，会在vce上叠加一个尖峰电压，vce最大值可以表示为

[t11,t12]：t11时刻，vge下降到VT，并在RC电路的作用下继续向驱动放电。此阶段Imos降为0，此过程vce保持VDC不变，IGBT基区电荷QI逐步复合，产生拖尾电流，t12时刻ic下降到0。栅极电容通过栅极电阻Rgoff向驱动放电，vge的变化可表示为

[t12,t13]：栅极电容继续放电，t13时刻，IGBT进入关断稳态。

进一步地，叠层母排能在很大程度上减小杂散电感，有效地抑制功率器件关断电压尖峰，从而省去了冗杂的阻容吸收电路，使电路结构紧凑，并减小对敏感电路的干扰。叠层母排的杂散电感和载流分布对母排本身以及系统的电气性能影响巨大，因此需了解其杂散参数的产生原理，并较为精确地提取换流回路中的杂散电感，以便优化母排与系统的性能。提取杂散电感的常见方法有三种：解析法、数值计算法以及测量法。其中解析法用于结构复杂的叠层母排时计算精度不高。数值计算法主要有有限元法、部分单元等效电路法等，都需要对母排进行准确的建模。测量法可以分为直接测量法和间接测量法，其中直接测量法运用阻抗分析仪等高价仪器进行直接测量，成本较高。间接测量法通过抓取开关器件的开通与关断时的瞬态波形，运用基本的电路原理与器件伏安特性得到相应杂散参数。在用间接测量法提取母排杂散电感时，传统方法是利用双脉冲测试获取开关器件的瞬态波形，得到杂散电感电压与电流波形。通过双脉冲测试获得IGBT 开通关断瞬态波形，将第二次开通时vce 上缺口电压的大小作为杂散电感电压的值，并利用这段时间内ic 的波形计算杂散电感值。

3. 基于datasheet数据的IGBT Saber模型

IGBT的datasheet中给出的信息主要分为表格类和曲线类。表格类信息描述了特定测试条件下器件的极限值、电气特性、热特性和机械特性等参数，曲线类信息则描述了器件某些参数随工况的变化情况。在Saber中根据选定的IGBT(也可以是二极管、MOS等)datasheet可以建立IGBT模型。

由于datasheet中IGBT的特性都是以曲线的形式给出，因此为了方便建模，saber中提供了用描点形式输入曲线的功能，这样再也不用再去拟合曲线了。

saber的IGBT特性主要包括Ic-Vce、Ic-Vge、寄生电容、门极电荷、拖尾电流和开关特性，另外还可以选择寄生二极管、寄生电感和热阻等特性。

输入完特性曲线后，saber提供了自动优化功能，根据所输入曲线自动调整模型参数(左边一栏)。但是我试了在几个特性曲线之间需要折中，因为datasheet给的曲线也不一定很准，而且给出的曲线还在不同温度下，所以想优化出一个和datasheet完全一样的模型实在是太难了。经过几轮优化以后就可以得到IGBT的模型了，我简单仿了一个双脉冲电路，得到下图(当然双脉冲还得搞一个二极管的模型)

仿真结果主要给出了vge，vce和ic的波形，从中可以看穿，vge有米勒平台效应，IGBT开通和关断波形基本也和理论一直。但是在加大母排寄生电感后，仿真模型特别难收敛，而且vce特别容易过压。看来用saber相得到逼近实验的波形估计还得进一步的优化模型，调整各处的寄生参数。

参考文献：